发布时间 : 星期一 文章多电平光伏并网逆变器的研究 - 图文更新完毕开始阅读
第3章 多电平逆变器的控制策略 第3章 多电平逆变器的控制策略
3.1 多电平逆变器的控制策目标及PWM技术
多电平逆变器的PWM控制技术是多电平逆变器研究中的一个相当关键的技术，它与多电平逆变器拓扑结构的提出是共生的，因为它不仅决定多电平逆变的实现与否，而且，对多电平逆变器的输出波形质量、电路中的器件应力、系统损耗的减少和效率的提高都有直接的影响。多电平逆变器的调制在传统的两电平的基础上增加了零电平，从而使输出电压的谐波含量更进一步减少。
PWM控制技术的基本原理是根据采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不等的窄脉冲加具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出相应波形基本相同。
上述原理可以称之为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。下面分析一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦波。如下图所示的正弦波被分成N等份，就可以吧正弦波斑驳看成是由N各彼此相连的脉冲序列组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于π/N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，是矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积相等，就可得到图所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦规律变化的。根据面积等效原理，PWM波形和正弦波形是等效的。对于负半周期也可按同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，称之为SPWM（Sinusoidai PWM）波形。
3.2 逆变器调制技术的分类
多电平逆变器PWM控制技术是用一种参考波为正弦波的波形作为调制波，而Pf（频率调制比）倍于调制波频率的三角波为载波。由于三角波的上下宽度是线性变化的，因此通过正弦调制波与三角波进行比较在正弦波大于三角波的部分就可以得到一组幅值相等、宽度正比于正弦波的矩形脉冲序列来等效正弦波，用开关量取代模拟量，并通过逆变开关的通断控制，把直流电能变换成多电平PWM交流电能。
多电平逆变器的PWM控制方法主要分为两类：空间电压矢量调制法和多载波
17
燕山大学里仁学院本科生毕业论文（论文）
PWM调制法。
3.2.1 空间电压矢量调制法
不同的PWM控制方法适合于不同的主电路结构。空间电压矢量控制方法适合于五电平以下的多电平逆变器。五电平以上的多电平逆变器不适用于空间电压矢量控制法，以为他的电路非常复杂。对于五电平以上的多电平逆变器电路，更适合多载波调制控制法，它可以使电路大大简化。
3.2.2 多载波PWM控制策略
逆变器的调制策略对输出电压谐波、开关损耗、电容电压的平衡等方面产生很大的影响。对于多电平逆变器，基于多载波的PWM调制策略是用于多电平拓扑结构最常用的方法。其原理是利用一个调制信号波（通常为正弦波）与多个载波信号（一般为三角波）相交，来产生开关器件的驱动波形。多载波PWM调制技术可分为两类：载波移相法（PSPWM）和载波垂直分布法（CDPWM）。
载波移相法（PSPWM）采用是幅值和频率都相同的载波信号。将载波信号与参考正弦波信号进行比较，如果参考信号大于三角载波信号，则相应的该载波信号的开关器件导通；反之如果参考信号小于三角波信号，则相应的载波信号的开关器件管段。置于开关器件的载波信号的初始相位一次移动90°。该调制方法下，依次谐波含量比较小，但是高次谐波总量比较大，因此谐波畸变率比较高。
载波垂直分布法（CDPWM）同样采用幅值和频率都相同的载波信号。按照连续的带宽对这些载波信号进行排列，使其完全分布在逆变器的线性调制区域。参考正弦波的初始相位为0，且以0参考轴为中心。即在参考正弦波的正半周，参考波与0参考轴以上所有的的载波信号进行比较，当参考波每大于一个载波时，便输出一个正的电压，否则输出0电平；反之亦然。该方法又可分为两种情况：
（1）所有载波相位都形同。输出波形的高次谐波总含量较小，但是低次谐波含量较大。
（2）对称轴上下载波反向。输出波形的低次谐波好靓有所减少，但高次谐波含量有所增加。
3.3 四电平逆变器的控制策略
为了在所提及的逆变器结构中有一个最小的漏电流和四级输出电压,应考虑在第二章所提及的共模模型。根据图10,为了降低漏电流,不管Cpv的电压是多少,它的值
18
第3章 多电平逆变器的控制策略 应该是常数。主要有两种情况:（1）Lb= 0(整个电感位于阶段)（2）La=Lb(电感之间的平均分割阶段和中性)。对于（1）,提出了网格状结构。对于（2）,提出了全桥结构。根据（2）和公式(2)-(4),我们可以写出：
Vtcm?Vcm,Vs1?0 (5)
推出
Vdm?Van?Vcm???Van?Vbn?2Vcm?2????Van?Vbn?Vdm?Van?Vcm?Vdm?2?(6)通过公式（6）我们可以知道，由于Van和Vbn不能出现负电压这个事实，在这里给Vdm一个限制条件
?2Vcm?Vdm?2Vcm (7)
选择四个开关向量为了Vdm（为了有一个四级的输出电压）和Vcm = VPV / 2,VAN和VBN的对应值可以从公式(6）中获得,开关矢量的选择，使相邻的开关矢量的幅度之间的差异保持不变，具有相同的开关。这些开关向量相应的微分值模式,共模电压以及终端中性电压(VAN和VBN)在表2中
表2.开关模式和共模电压表
电压 P P/3 N/3 N Vdm Vpv Vpv/3 -Vpv/3 -Vpv
19
VCN Vpv 2Vpv/3 Vpv/3 0 VBN 0 Vpv/3 2Vpv/3 Vpv Vcm Vpv/2 Vpv/2 Vpv/2 Vpv/2 燕山大学里仁学院本科生毕业论文（论文）
表3.向量和开关状态
电压 P P/3 N/3 N
S11 1 1 0 0 S12 0 0 1 1 S13 0 0 1 1 S14 1 1 0 0 S21 1 0 0 1 S22 0 1 1 0 S23 0 1 1 0 S24 1 0 0 1 在每个转换开关的状态向量如表3和图13（a）（b）（c）（d）根据表3和图13(a),当矢量P选中时,开关B1,B4,A1 A4开启和栅极电流源和电网之间可以双向流动。在矢量P / 3开关B1 ,B4,A2,A3K4开启和栅极电流源和电网之间可以双向流动,作为显示在图13(b)。为向量N / 3、开关B2,B3,A3,A4是开启显示在图13(c)。当向量N被选中时,显示在图13(d),开关B2,B3,A1，A4打开栅极电流可以双向流动。因此,建议结构可以不为交换功率因数与电网的无功功率。
s21PAs11s13LaPBPVNBPVCCs22s23BLbs12s14oAPVCCpvNAs24(a) 20