发布时间 : 星期三 文章无线衰落信道、多径与OFDM、均衡技术更新完毕开始阅读
多普勒效应是由于接收用户处于高速移动中而引起，只产生在高速(>=70km/h)的车载通信，对于慢速移动的通信不需要考虑。
时变性、时间选择性衰落与多普勒频移
信道的时变性是指信道的传递函数是随时间而变化的，即在不同的时刻发送相同的信号，在接收端收到的信号是不相同的，如下图所示。
时变性在移动通信系统中的具体体现之一就是多普勒频移（Doppler shift），即单一频率信号经过时变衰落信道之后会呈现为具有一定带宽和频率包络的信号，如下图所示。这又可称为信道的频率弥散性（frequency dispersion）。
时间选择性衰落 指 在不同的时间衰落特性是不一样的。由多普勒频移引起。
解释：
多普勒频移即频率分量向原频率点两侧扩展。比如发射时频谱是离散的、带限的，有N个频率分量。但接收信号的频谱会扩展为 N个频段（每个频段以原频率分量为中心，各向两边扩展了一个频率范围。
解决办法是依靠正确的频域定位技术。
当移动台向入射波方向移动时，多普勒频移为正，即移动台接收到的信号频率会增加；如果背向入射波方向移动，则多普勒频移为负，即移动台接收到的信号频率会减小。由于存在多普勒频移，所以当单一频率信号（f0）到达接收端的时候，其频谱不再是位于频率轴± f0处的单纯δ函数，而是分布在（f0-fm,f0+fm）内的、存在一定宽度的频谱。下表给出两种载波情况下不同移动速度时的最大多普勒频移数值。 表 最大多普勒频偏（Hz）
速度 载波 900MHz 2GHz
83 185
62 139
42 93
21 46
100km/h
75 km/h
50 km/h
25 km/h
相干时间与多径
从时域来看，与多普勒频移相关的另一个概念就是相干时间，即：
fm是最大的多普勒频偏
相干时间是信道冲击响应维持不变的时间间隔的统计平均值。
换句话说，相干时间就是指一段时间间隔，在此间隔内，两个到达信号有很强的幅度相关性。
如果 基带信号带宽 的倒数，一般指 符号宽度(解释：即符号周期、脉冲宽度) 大于无线信道的相干时间，那么信号的波形就可能会发生变化，造成信号的畸变，产生时间选择性衰落，也称为快衰落；
反之，如果符号的宽度小于相干时间，则认为是非时间选择性衰落，即慢衰落。可理解为多普勒频偏比信号变化慢得多(?\\\\)。
在相干时间内，两路信号受到的传输函数是相似的，通常发射的一路信号由于多径
效应，有多路到达接收机，若这几路信号的时间间隔（指同一个符号到达接收机的时间间隔）在相干时间之内，那么他们具有很强的相关性，接收机都可以认为是有用信号，若大于相干时间，则接收机无法识别，只能认为是干扰信号。
相干时间就是信道保持恒定的最大时间差范围，发射端的同一信号在相干时间之内到达接收端，信号的衰落特性完全相似，接收端认为是一个信号。如果该信号的自相关性不好，还可能引入干扰，类似照相照出重影让人眼花缭乱。从发射分集的角度来理解：时间分集要求两次发射的时间要大于信道的相干时间，即如果发射时间小于信道的相干时间，则两次发射的信号会经历相同的衰落，分集抗衰落的作用就不存在了。
OFDM对于 多径 的解决方案
自由空间的传播损耗和阴影衰落主要影响到无线区域的覆盖，通过合理的设计就可以消除这种不利影响。在无线通信系统中，重点要解决时间选择性衰落和频率选择性衰落。采用OFDM技术可以很好的解决这两种衰落对无线信道传输造成的不利影响。 OFDM带来以下优点
1，频率选择性衰落小：因为OFDM子载波的带宽 < 信道“相干带宽”时，可以认为该信道是“非频率选择性信道”，所经历的衰落是“平坦衰落”。 2，时间选择性衰落小：因为OFDM符号持续时间 > 信道“相干时间”时，信道可以等效为“线性时不变”系统，降低信道时间选择性衰落对传输系统的影响。 原因如下：
1，OFDM是一种无线环境下的高速传输技术。无线信道的频率响应曲线大多是非平坦的，而OFDM技术的主要思想就是在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性，但是每个子信道是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，信号带宽 小于 信道的相干带宽，因此就可以大大消除信号波形间的干扰。
OFDM增强了抗频率选择性衰落和抗窄带干扰的能力。在单载波系统中，单个衰落或者干扰可能导致整个链路不可用，但在多载波的OFDM系统中，只会有一小部分载波受影响。此外，纠错码的使用还可以帮助其恢复一些载波上的信息。通过合理地挑选子载波位置，可以使OFDM的频谱波形保持平坦，同时保证了各载波之间的正交。
OFDM中窄带干扰也只影响其频段的一小部分，而且系统可以不使用受到干扰的部分频段，或者采用前向纠错和使用较低阶调制等手段来解决。
2，OFDM通过把输入的数据流串并变换到N个并行的子信道中，降低了信号速率，增大符号周期，使得每个用于调制子载波的数据符号周期可以扩大为原始数据符号周期的N倍，因此时延扩展与符号周期的比值也同样降低N倍。 多路信号会更易在相干时间内到达接收机。所以 OFDM符号持续时间 > 信道“相干时间”,OFDM容忍时延的能力很强。
解释：GSM中每个频道宽度:200KHz，每个频道: 8个时隙 。
而OFDM中每个子载波间隔是15KHz，小于信道的相干带宽。
所以：OFDM可以有效对抗符号间干扰。
解释：
多径对信道产生的负面影响就是会产生符号间干扰（Inter Symbol Interference）。可以拉长符号的时间，并在符号之间加入cp保护。这样可以克服多
径。减小带宽的原因其实和多径无直接关系，在多载波系统中，我们当然希望子载波越小越好，同样是20Mhz的带宽，子载波越小，子载波个数越多能表征的信息就越多。但子载波越小载波正交性就越难保证，载波非正交对子载波的影响就越大。
防止多普勒？没法防止，只能设计好参考信号、cp长度、符号长度，来准确估计多普勒，然后用算法补偿多普勒。通常说的能抗多高度移动速度等等，都是针对这些设计来说的。
lte子载波宽度的设计、符号长度、支持的最高速率和 相干带宽 有关。我们当然希望信道是平坦的，至少一个RB内平坦，不然无法用参考信号的子载波估计出的信道，给其他业务子载波均衡。
多径信号在时域、频域的分析思考
1，多径信号是空间上的多个不同信号。各参数应分别从时域、频率进行考察。
测量角度包括：
1）分时域、频域来分别观察与测量每个多径信号，包括： 时延、最大时延、符号周期、相干带宽
2）分时域、频域来观察 多个 多径信号 之间的关系。即：相干时间、多普勒频偏、ISI
多径信号在时域只涉及 时延、最大时延、符号周期、相干时间 等时间上的概念，它们在时域进行测量。
多径信号在频域，则涉及 相干带宽，它是一个频率范围值(频分复用后的一个子信道的带宽小于相干带宽时，则其衰落为非频率选择性衰落)，属于频域概念，相干带宽=1/最大时延，时延则是时域的测量值。这就把时域与频域建立了对应关系。
相干带宽 属于 某个多径信号的参数，不涉及 多个多径信号 之间关系。
相干时间是时域的概念，它=1/最大的多普勒频偏。两个多径信号到达时间间隔在相干时间之内，则视为相同信号，可以叠加后再处理。
多普勒频偏 实际上不是频域上的频率分量，而是不同多径信号的符号周期的倒数，比如信号发出时，时钟频率为x，它的某个多径信号到接收机后，其时钟频率变为y，对应的频谱同样也同样发生了偏移，频谱上每个频率点均发生了偏移，偏移量与 (y-x）、x 的数值有关。 （x、y是基波频率）
2，符号间干扰ISI是时域的概念，时延、多径均影响了ISI
1），时延->符号不同步->符号间干扰ISI
OFDMA除了频分复用外，也是时分复用的系统。收发两端必须让时间高度一致，以定位时隙开始位置（即符号同步），当信号存在时延时，某一个时隙的OFDM符号就会重叠到邻接的时隙上。如果延伸得太长，就会扰乱邻接时隙内发送的真实符号，这就是 符号间干扰ISI。
接收机必须解决 OFDM符号同步 问题，即接收机必须知道每个OFDM周期从哪个时间点开始后才能进行FFT运算。
2），多径分量->符号不同步->符号间干扰ISI 当各多径信号叠加时，如多径信号到达接收机的时间间隔不同（多径信号到达的时间间隔 一定是不同的），即不但有时延，而且各多径信号的时延不同。
对接收机来说，需要定位OFDM符号起始时间，多径信号的叠加会造成 OFDM符号拉长、延伸到下一个符号的时间内，且由于各多径时延不同(由于手机在移动，各多径也在变化)，延伸长度也是随OFDM符号而变，即 某个OFDM符号延时A us的话，另一个OFDM符号延时 B us。
3，信道间干扰ICI是频域的概念，时延、多径均影响了ICI
多径、时延 造成了多普勒效应，接收信号中子载波不再正交了。
由于各多径信号时延的不同，接收信号的波形比原信号展宽了，变宽的部分即时延扩展，可用相干带宽描述。
两路径信号同相，接收信号出现峰点，而两路径信号反相时，接收信号出现谷点。
时延的扩散，会引起符号间干扰ISI。而从频域看。接收信号频谱中，某个频率分量的增益会比其它分量的增大，从而使接收信号产生畸变。
为了减少ISI，OFDM符号之间插入了空闲的保护间隔。
保护间隔长度大于信道的最大多径时延，这样一个OFDM的多径分量就不会对下一个OFDM符号构成干扰。即所有符号的延时都会落在 下一个符号的保护间隔时间内。(注：保护间隔在符号首) 符号时间=保护间隔时间（t1->t2)、真正的符号时间（t2->t3)
由于符号可能可能延伸到下一个符号时间内，即真正的t2、t3时间点延迟到t21,t31 对于接收机来说，仍以t2->t3作为FFT积分时间，因为有循环前缀的存在，t2->t21时间内有循环前缀存在。所以 t2->t3 时间内仍包括了完整的符号周期。
如果没有循环前缀， t2->t3时间内的符号不完整，积分后得到的频谱就会偏移。造成了信道间干扰ICI。
所以：只要无线信道中的最大时延不超过循环前缀的长度，就可以同时解决 ISI与ICI
4， 时延、多普勒频移分别对应于：频率选择性衰落、时间选择性衰落，