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第四章 500W Boost型PFC实验电路设计
ILVD1交流输入LVDVD2RVACVD3VTC0RLVD4RSImoRmoRCIC/A OUT ZCF3ISENSEMUL OUT4568711UC3854 — + C/AIMO — PWM +RSQ >1 16OUT Z2 Z1V/AOUT Z1USENSEIVACUFF 乘法器CLOCK DSCRAMP +UREF E/A —
图4-4 传统Boost功率因数校正电路原理图
4.5.2 主电路性能优化设计
由于VD反向恢复过程中会产生的过大的di/dt和寄生引线电感造成尖刺纹波噪声，所以只要解决其反向恢复产生的电流冲击问题，尖刺纹波噪声就能迎刃而解。为此，人们提出了许多Boost PFC主电路的改进方案。图4-5示出了一种带中心抽头的三点式电感Boost主电路PFC拓扑结构，它仅需在斩波电感磁环上增加几匝线圈就能有效抑制VD反向恢复带来的过大开通瞬时电流和di/dt电流的冲击，以及过大开通损耗引起的过热。改进的主电路PFC拓扑结构采用了常用的UC3854系列集成电路，控制电路参数与图4-4电路完全相同，控制电路各点的接法与图4-4的接法完全相同。
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第四章 500W Boost型PFC实验电路设计
LVD?交流输入uinVTC0RVIRVDRL
图4-5 带中心抽头的三点式电感Boost升压电路拓扑结构
4.5.3 控制电路优化设计
（1）电流放大器的箝位与UC3854引脚的保护[15]
电流放大器的输出应设置一个箝位电路，以限制输出电压的振幅，避免引起电流环过冲，并防止该放大器饱和。如果没有箝位电路可能会引起电流环过冲，从而无法实现性能的优化。电流放大器可由一只7.5V的齐纳二极管箝位，它从输出脚3回到反相输入脚4。 UC3854的引脚中有3个脚需要外部保护肖特基二极管：①MOSFET栅极驱动输出脚16需要加设一只1N5820 ( 3A)肖特基二极管，以保护因高速开关产生的反向寄生电感效应；②乘法器输出5脚和峰值电流限制2脚也需要肖特基二极管保护，以防止在异常过电流条件下和启动浪涌电流时引起过功率管损坏，通常采用一只IN5817肖特基二极管就能提供足够的箝位。
参考电流实际电流（2）尖端失真问题
图4-6 尖端失真波形
t
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第四章 500W Boost型PFC实验电路设计
尖端失真波形如图4-6所示，它正好出现在交流线路输入过零以后，在该点上，调整信号所需要的电流总量，超过了可能的电流转换速率。当输入电压接近零时，电感器上的电压也很低，此时开关闭合。因此，电流上升的速率不会很快，能得到的转换速率太低，在短时间内输入电流也将滞后于预期值。一旦输入电流与调节相配，则控制环返回工作，输入电流将跟随调节信号。电流不跟踪调整值的时间长度是电感值的函数，电感值越小，跟踪越好，失真也越小，但较小的电感值会有较高的纹波。由该条件产生的失真总量通常很小，而且大多数是更高次的谐波。要解决该问题，则要求有足够高的开关频率。
（3）电压飘升问题的解决方案
在实际应用中，当轻载或空载时，变换器的输出电压往往会缓慢飘升，如果没有过压保护电路，输出电压可飘升至相当高的水平，甚至击穿开关管。发生这一现象的基本原因在于电流运放的输入电压失调所致，因为该正电压可能造成UC3854系列IC输出脉冲宽度不能为零。另外，由于布线方面的原因，UC3854的地与Boost功率电路的地之间难免存在着微小的电位差，其效果也相当于电压失调；如果功率地的位置选择不当，就会产生等效正失调电压，那么既便UC3854不产生失调电压，也可能产生空载电压飘升问题。解决该问题的电路如图4-7所示，电路中R1为兆欧级电阻，R2可根据情况适当调整，通过分压电路给反相端脚4加一个固定的偏置。
9 UREF 3 C/AOUT C2 ISENSC1R1R2R3R4 4 UC3854 GND 1
图4-7 电流误差放大器的附加偏置
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第五章 系统仿真及分析
第五章 系统仿真及分析
本章对基于Boost型的功率因数校正电路利用saber仿真软件进行仿真[16]，仿真电路采用优化的功率因数校正电路，主电路采用图4-5即带中心抽头的三点式电感Boost升压电路，控制电路采用平均电流型控制芯片，各元器件参数值计算在第三章已详细介绍。通过仿真研究比较了仿真前后输入电压及输入电流波形，验证了功率因数校正器在电路中所起的作用。并对功率因数校正前后的系统仿真结果进行简要分析。
5.1输入电压输入电流波形仿真
图5-1未加入PFC时输入电压与输入电流波形图
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