发布时间 : 星期四 文章一种新颖的SVPWM过调制方法(翻译)更新完毕开始阅读
4 实验与讨论
为了证实该方案的有效性，用绝缘栅双极晶体管（IGBT）PWM逆变器进行了
异步电机驱动的V / f控制实验。Fig.10示出了一个带DSP基板的试验系统。实际中，感应电机的V/F控制不需要这么高性能的DSP。此外，直流母线电压的检测是用于空间矢量调制和过电压保护的，电流的测量只用于监视。逆变器开关频率为3.5 kHz，直流母线电压为287 V，这比设定在额定操作时低一点，以便清楚地表明过调制算法的效果。在实验中使用的感应电动机的额定功率为3马力，220伏和60赫兹。使用查表法存储角度数据。以0.001的增量离线计算对应MI=0.907到1的αr和αh，并存储到存储器。如果期望的参考电压是给定的，调制指数可由（1）计算出并从查找表中读出对应的αr或者αh。在模式I的情况下，经补偿的参考电压矢量的幅值利用基准角度αr很容易计算出并可以从这计算出开关时间。在模式II中，首先确定根据MI的保持角度αh，然后实际的
参考电压矢量的相位角是通过考虑（19）和（20）关于θ确定的。 最后，其幅值达到六边形的边。
图Fig.11显示出了对应不同的调制度MI的输出电压波形，为便于观测，呈现了平均每个开关周期的电压值。图Fig.12的相电流对应Fig.1的相电压. 随着调制指数的增加，相电流越失真。图Fig.13示出的电压和电流为电动机的频率变化的暂态响应
由于电压调制的线性度得到了保证，电动机电流不是突然改变的，而是顺滑改变。当直流母线电压扰动发生时，逆变器往往工作在过调制范围。图Fig.14示出直流母线电压下降10％的情况下的瞬态响应。由于逆变器的输入直流电压减小时，调制指数被升压，使输出电压的基波分量可以保持不变。在图Fig.15类似Fig.14的情况，由于电流谐波转矩脉动产生，但平均转矩保持恒定。由于转矩脉动被电机惯性过滤，电动机的速度变化不大。
图Fig.16示出了相电压由数字示波器分析的FFT频谱，其结果与图Fig.8是一样的。
如果硬件存储器不能容许基准角αr与保持角度αh的查找表，它们可以近似分段线性化实时计算，如图Fig.3和Fig.5中所示的虚线。然后，调制指数与输出电压的传输特性如图Fig.17所示，从此可知其非线性在实际操作中是容许的。两个过调制模式的分段线性化公式在附录中给出。
5 结 论
通过一种新颖的过调制策略，在空间矢量调制中，逆变器输出电压的线性控制高达MI=1。该方法是基于参考电压的傅里叶级数表达式，其中隐含地使用了电压矢量复数域和相电压的时域之间的图形化变换。在模式I的参考角度和在模式II的保持角度，是通过数值分析推导出作为调制指数的函数而取得。这些数据可以写入查找表，或实时计算，而分段线性化。此外，，分析了输出电压的每个高次谐波分量和总谐波失真THD。该策略的总谐波失真系数被证明是比其他方法低的。尽管存在直流母线电压的干扰，通过提高调制指数逆变器输出电压的基波分量可以保持恒定。当该方法被应用到感应电动机的V / f控制，通过实验结果证明了，从线性调制范围到6拍阶梯波的转换过程中的平稳操作。 可预期过调制算法是非常有效的在公用电压或电池馈电逆变器系统的变频PWM逆变器控制。
附录：
αr和αh对应MI的分段线性化函数如下： A.Mode ?
?r??30.23*MI?27.94(0.9068?MI?0.9095) ?r??8.58*MI?8.23(0.9095?MI?0.9485)
?r??26.43*MI?25.15(0.9485?MI?0.9517)
B.Mode ??
?h?6.40*MI?6.09(0.9517?MI?0.9800) ?h?11.75*MI?11.34(0.9800?MI?0.9975)
?h?48.96*MI?48.43(0.9975?MI?1)
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