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图4.15 TL494外围电路图
4.3 各变换电路设计
4.3.1 DC/DC变换电路
直流变换电路由DC/AC和整流滤波电路组成。电路结构如图4.16，Q1和Q2的基极分别接TL494的两个内置晶体管的发射极。中心器件变压器变压器T1，实现电压由12V脉冲电压转变为320V脉冲电压。此脉冲电压经过整流滤波电路变成320V高压直流电压。变压器T1的工作频率选为50KHz左右。电路正常时， TL494的两个内置晶体管交替导通，导致图中晶体管Q1、Q2的基极也因此而交替导通，Q3和Q4 也交替导通，这样使变压器工作在推挽状态，Q3和Q4以频率为50KHz交替导通，使变压器的初级输入端有50KHz的交流电。当Q1导通时，场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。当Q1导通时，Q2截止，场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。且交替导通时其峰值电压为12V，即产生了12V/50KHz的交流电。极性电容C3滤去12V直流中的交流成分，降低输入干扰。滤波电容C1可取为2200uF。整流滤波电路由四只整流二极管和一个滤波电容组成。四只整流二极管D3～D6接成电桥的形式，称单相桥式整流电路。在桥式整流电路中，电容C4滤去了电路中的交流成分，此处滤波取值为10uF。
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图4.16 直流变换电路图
图中的推挽场效应管Q3，Q4在工作时会通过大电流，经过计算电流约为19A，故场效应管的型号选择IRF650A.其最大耐压值为200V，电流为32A，满足要求。 4.3.2 DC/AC变换电路
DC/AC电路结构如图4.17所示，该变换电路为全桥桥式电路。由集成芯片ICL8038产生的50Hz正弦波一路输入SG3525A内部与锯齿波比较产生两路互补的正弦波调宽脉冲分别由SG3525A的高输出端和低输出端输出。
图4.17 DC/AC转换电路图
电路中各输入输出波形如图4.18所示：其高端和低端输出的两列波形图4.18（a）中的VAN和VBN。如果将此脉冲直接输入驱动芯片来驱动全桥电路，如在正弦波的前半个周期，驱动脉冲会使电路中的Q5和Q8两个场效应管在前半个周期内的绝大多数时间处
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于导通。经过滤波后输出为220V的工频正弦波的前半个周期。但是在Q5和Q8关断的很短时间内，另一路会输入一系列时间极短的电平脉冲，这些脉冲会使Q6和Q7瞬间导通，这样可能会在输出端输出一列相位相反的尖峰脉冲，会影响输出的正弦波。因而在本次设计中，SG3525A输出的调宽脉冲并不直接用来驱动全桥电路。而是分别输入两个与门的一个输入端。由ICL8038产生的正弦波经相应处理后转化为两列相位互补的50Hz方波，如图4.18（b）所示这两列方波信号分别输入两个与门电路的另一个输入端，经过相与后可以去掉SG3525A输出的调宽波的半个周期的瞬间方波脉冲，如图4.18（c）所示，这样可以使避免输出的正弦波形中的杂波干扰，使得输出波形更加完。同时这种方式可以减少开关管的损耗，增加开关管的可靠性，提高逆变电源的效率。
在逆变电源中，场效应管应当能承受320V的直流高压电，考虑到电压波动以及一定的裕量，场效应管的电压参数应大于400V,参照场效应管的参数表，故选用型号为IRF820A的场效应管。其耐压值为500V,最大电流为2.5A。足以满足逆变电源320V以及最大电流1A的要求。
图4.18 正弦波脉冲调宽波形图
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5各部分的电路保护及调试
5.1 逆变电源变换电路
5.1.1 输入过压电路保护
电源输入过压保护电路如图5.1所示：
图5.1 输入过压保护电路
VCC为电源电压，VCC通过R1和R2产生一个分压，该分压加到脉冲产生芯片TL494的引脚1，即误差放大器同向输入端，引脚2为反相输入端，电路正常情况下2脚电压应略高于1脚电压才能保证误差比较器I的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。由于引脚2与基准电压输出端14脚相连，则引脚2的电压为基准电压5V。但是当输入电压过高超过15V时，1脚处的电压则会高于5V，即高于2脚的电压，则误差放大器Ⅰ输出高电平，则TL494停止工作，从而实现过压保护。 5.1.2 输入欠压保护电路
欠压保护电路如图5.2所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器SG3525A的脚10关断端输出高电平，停止驱动
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